APPLICATION OF RESONANT CONVERTERS FOR CHARGING CAPACITIVE ENERGY STORAGE DEVICES ON THE EXAMPLE OF "RADAN 303" HIGH-VOLTAGE PULSE GENERATOR

Первичные накопители энергии (ПНЭ) находят применение во многих отраслях науки и техники

[1]

. Особое место ПНЭ занимает в мощной импульсной технике, где энергия накапливается в конденсаторных сборках с целью дальнейших энергетических преобразований: энергия переходит из одного накопителя энергии в другой в виде импульсов, формируемых импульсными обострителями (ДДРВ, SOS-диоды) и магнитными ключами

[2]

. В генераторе мощный наносекундных импульсов «РАДАН 303» (рисунок 1) следующей и оконечной является двойная формирующая линия. Далее, после этапа сжатия, энергия подаётся в нагрузку. Выбор нагрузки сильноточного генератора зависит от комплекса, в котором он применяется. Так, комплекс «Электронный ускоритель», в качестве нагрузки имеет бесфольговый коаксиальный диод с магнитной изоляцией (КДМИ)

[3]

, который позволяет генерировать на выходе комплекса электронный пучок или мощное СВЧ-поле.

Рисунок 1 - Внешний вид генератора высоковольтных импульсов РАДАН 303

Примечание: 1 – высоковольтный блок, 2 – блок управления, 3 – источник питания

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.1

Актуальной проблемой заряда емкостного накопителя энергии (ЕНЭ) является зависимость большинства источников питания от амплитуды напряжения в бытовой сети. При изменении амплитуды напряжения в сети и отсутствии стабилизации, напряжение на выпрямительном модуле будет изменяться в тех же пределах, а вместе с ним и напряжение, до которого зарядится первичный накопитель.

На рисунке 2 показаны зарядные кривые оконечного накопителя энергии – двойной формирующей линии, ДФЛ, – в генераторе, имеющим устаревшую на данный момент конфигурацию C-L-C (разряд емкостного накопителя на емкостную нагрузку). Из рисунка можно сделать вывод, что разброс по амплитуде срабатывания высоковольтного коммутатора – неуправляемого разрядника высокого давления – приводит к разбросу его срабатывания во времени.  При уменьшении напряжения на первичном накопителе ДФЛ заряжается до меньшего напряжения, и рабочая точка переходит на более пологий участок зарядной кривой. Дальнейшее уменьшение напряжения на первичном накопителе приведёт к тому, что напряжения, до которого зарядится ДФЛ, будет недостаточно для пробоя разрядника и коммутации ДФЛ на нагрузку не произойдёт. Ввиду того, что ДФЛ остаётся в заряженном состоянии в промежутке времени большем, чем расчётный, возможен пробой изоляции внутри устройства и выход генератора из строя. Для предотвращения описанной ситуации, в настоящее время в генераторе предусмотрено ограничение диапазона регулировки неуправляемого разрядника таким образом, чтобы пробой происходил при наименьшем допустимом напряжении бытовой сети. Данное решение является спорным, так как приводит к неполному использованию энергии первичного накопителя и ухудшению выходных характеристик генератора.

Рисунок 2 - Заряд двойной формирующей линии генератора наносекундных импульсов «РАДАН 303» при различных значениях заряда первичного накопителя

Примечание: ΔU – разброс напряжения срабатывания; Δt1, Δt2 – разбросы по времени срабатывания неуправляемого разрядника

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.2

Помимо C-L-C метода, для заряда ЕНЭ применяют другие специальные схемотехнические решения, которые можно условно разделить на моноимпульсные и многоимпульсные.

К первой группе относятся заряд линейным током и резонансный моноимпульсный заряд. Линейный заряд имеет низкий КПД (50%), делающий невозможным применение метода в компактных электрофизических установках. Резонансный заряд через индуктивность, в свою очередь, вызывает проблемы, связанные со стабилизацией колебательных процессов. Реализация обоих методов значительно увеличивает габаритные размеры устройства, поэтому они находят применение в энергоемких комплексах.

Ко второй группе относят методы преобразования импульсов высокой частоты, который получил широкое распространение в силовой электронике

Разработанный импульсный преобразователь для электронного ускорителя позволяет исключить дестабилизацию напряжения на первичном накопителе, так как напряжение питающей его сети влияет только на энергию импульсного пакета и время заряда, в то время как результативное значение потенциала на ЕНЭ остаётся постоянным.

На рисунке 4 показа функциональная схема устройства. Наличие резонансного модуля является ключевой особенностью, отличающую резонансный преобразователь от стандартного ИБП. Модуль может быть выполнен на одной из существующих резонансных топологий – последовательной, параллельной, смешанного типа (LCL-T). В случае преобразователя для электронного ускорителя, предпочтительной является последовательная резонансная схема: LCL-T контур требует наличия дополнительной силовой катушки индуктивности; параллельна топология используется в случае необходимости усиления по напряжению, но её применение ограничивает высокая реактивная мощность в контуре, вызывающая увеличение потерь проводимости мощных ключей. Упрощенная принципиальная схема преобразователя с последовательным резонансным контуром приведена на рисунке 5.

Рисунок 3 - Осциллограммы переходных процессов в источнике питания емкостного накопителя энергии

Примечание: 1 – управляющие импульсы, 2 – напряжение на ЕНЭ

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.3

Рисунок 4 - Функциональная схема устройства

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.4

Рисунок 5 - Упрощенная принципиальная схема преобразователя с последовательным резонансным контуром

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.5

Устройство состоит из ключей , антипараллельных ключам диодов , резонансных ёмкости  и индуктивности , высоковольтного импульсного трансформатора , диодного моста , нагрузочного конденсатора . Входная часть устройства представляет собой преобразователь выпрямленного входного напряжения в высокочастотные энергетические пакеты, то есть при помощи трансформатора на нагрузке может быть достигнут любой необходимый уровень напряжения. Диодный мост выпрямляет ток вторичной обмотки трансформатора, обеспечивая заряжаемую конденсаторную батарею питанием. Преобразователь может быть выполнен на одной из существующих двухтактных топологий.

Ключи преобразователя могут находиться в трёх состояниях:

-  и  замкнуты,  и  разомкнуты. Напряжение на резонансном контуре  эквивалентно напряжению питания ;

-  и  разомкнуты,  и  замкнуты. Напряжение  эквивалентно отрицательному значению напряжению питания ;

- Все ключи разомкнуты (так называемое мёртвое время). Третье состояние вводится в целях безопасности: ключи имеют время включения и выключения, обусловленное внутренней емкостью, в случае применения транзисторов в качестве ключей. В целях недопущения аварийного состояния, в котором все ключи замкнуты, между тактами выдерживается фиксированное время отсутствия управляющих сигналов. Антипараллельные диоды  обеспечивают путь прохождения резонансного тока, в то время как соответствующие им ключи разомкнуты.

Цикл работы схемы с последовательным резонансным контуром можно разделить на 4 фазы. Эквивалентные цепи для каждой фазы показаны на рисунке 6. В данных цепях ключи, диоды и трансформатор принимаются идеальными, паразитными сопротивлениями пренебрегают. Нагрузочный конденсатор  имеет приведённое, с учетом коэффициента передачи трансформатора, значение. Источник ЭДС с напряжением  имеет отрицательную полярность, так как резонансный ток в них отрицательный.

Рисунок 6 - Фазы работы преобразователя, эквивалентные схемы

Примечание: а – фаза 1; б – фаза 2; в – фаза 3; г – фаза 4

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.6

Резонансный ток в фазе 1 может быть рассчитан по формуле:

(1)

где  – импеданс резонансного контура,  – резонансная частота.

 – это последовательная комбинация конденсатора резонансного контура и приведённого к первичной цепи накопителя энергии, ёмкость которого равна произведению нагрузочной ёмкости и коэффициента передачи по напряжению трансформатора. В результате,  намного больше , а   приблизительно равна  в большом диапазоне емкостей конденсаторных батарей. Это свойство источника питания с последовательным резонансным контуром даёт преимущество над применением параллельного контура, где нагрузочный конденсатор включен параллельно контуру, а значит, в большей мере влияет на резонансную частоту.

Учитывая это, напряжение на резонансном конденсаторе в фазе 1 вычисляется как: 

(2)

Для других фаз токи и напряжения находятся аналогично с изменением знака источников ЭДС согласно их полярности на эквивалентных схемах.

В применении импульсных преобразователей для заряда высоковольтных конденсаторов, необходимым условием эффективной работы является скорость зарядки. Этот параметр напрямую зависит от импеданса последовательного резонансного контура . С одной стороны, импеданс ограничивает ток в начале цикла заряда и предотвращает выход устройства из строя, когда выходное напряжение равно нулю и ток максимален; с другой –  с повышением выходного напряжения ток заряда ограничивается зарядом накопителя энергии, и ограничение импедансом является излишним, так как замедляет скорость передачи энергии в накопитель.

Вместо выбора значения , компромисс между ограничением и скоростью может быть достигнут применением частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) управляющего сигнала: ток через резонансный контур можно ограничивать соотношением управляющей и резонансной частот. Это соотношение может быть как постоянным

Из (1) следует, что ток включает в себя две синусоидальных составляющих. Если  и  замкнуты достаточное время, то ток достигнет нуля, и ключи разомкнутся при нулевом токе, что сократит потери на переключение. Данный режим работы по току называется DCM (Discontinuous Conduction Mode – режим достижения нулевого тока). Переключения в нуле тока возможны только тогда, когда управляющая частота меньше резонансной. Этот режим обеспечивается фиксированным, независимо от управляющей частоты, временем нахождения в замкнутом состоянии , равным  резонансному полупериоду. Режим CCM (Continuous Conduction Mode – режим не достижения нулевого тока) достигается, когда переключающая частота больше половины резонансной.  Существующий третий режим работы по току (CCM2), когда значение управляющей частоты превышает резонансную

Основные осциллограммы цикла заряда импульсного преобразователя с последовательным резонансным контуром и управлением с ЧИМ приведены на рисунке 7. Видно, что мягкий старт в начале цикла эффективно ограничивает зарядный ток. В это время устройство работает в режиме не достижения нулевого тока, то есть замыкание ключей – мягкое, а размыкание – нет. Далее происходит постепенное нарастание частоты переключения до значения, немного меньше резонансного, и установлению режима достижения нулевого тока, то есть мягкому замыканию и размыканию ключей. Постоянная времени мягкого старта зависит от номинальных значений выбранных компонентов и емкости заряжаемого накопителя. Энергоемкие конденсаторные батареи требуют более длительного времени разгона частоты, так как им требуется получение большего заряда до начала существенного ограничения тока. Частота переключения остаётся максимальной до момента достижения на накопителе уровня напряжения, равного 90% от требуемого. С этого моменты частота переключения постепенно снижается до момента достижения требуемого потенциала на выходе: это позволяет избежать перезаряда накопителя и повышения уровня его износа.

Рисунок 7 - Осциллограммы цикла заряда импульсного преобразователя с последовательным резонансным контуром и управлением с ЧИМ

DOI:10.60797/IRJ.2024.143.127.7

В конце цикла зарядки возможна ситуация, когда ключи необходимо будет разомкнуть до достижения нулевого значения тока: это не повлечет за собой значительные потери в ключевых элементах, так как управляющая частота к тому моменту значительно снизится (в случае применения ЧИМ), или ток через резонансную цепь будет ограничен высоким потенциалом на заряжаемой конденсаторной сборке

[9]

,

[10]

.

Произведём расчёт параметров импульсного преобразователя с последовательным резонансным контуром для последующего моделирования. Исходные данные для расчета разрабатываемого устройства приведены в таблице 1.

Среднее значение заряжающего тока рассчитывается по формуле:

(3)

Коэффициент передачи по напряжению трансформатора:

Средний и среднеквадратичный токи в резонансном контуре:

(4)

(5)

Максимальный ток в резонансном контуре: 

(6)

Максимальный ток в резонансном контуре также может быть выражен через импеданс контура:

(7)

Резонансная частота колебательного контура определяется как

(8)

Учитывая (7,8), резонансные емкость и индуктивность могут быть выражены через исходные параметры как 

(9)

(10)

Возьмём ближайшее с большей стороны значение емкости из ряда номиналов конденсаторов – 180 нФ. Тогда, исходя из (3-8) и исходных данных:

L = 56 мкГн;

Tc = 8,2 мс;

I0 = 5,88 А;

Ir, RMS = 10,05 А;

Ir, max = 15,8 А.

Импеданс контура, ограничивающий максимальный ток в первичной цепи преобразователя 

(11)

Средняя мощность заряда высоковольтной конденсаторной сборки (активная мощность без учёта потерь) определяется как:

(12)

в то время как реактивная мощность

(13)

Таким образом, коэффициент мощности преобразователя стремится к 

(14)

Максимальный ток через антипараллельные диоды (обратный ток, достигаемый в начале цикла заряда и спадающий по ходу):

(16)

Отклонение от установленного напряжения не превышает 0,5%, удовлетворяет требования источника питания накопителя энергии электронного ускорителя. Можно заметить, что выходное напряжение практически не зависит от напряжения сети, что не было реализовано в устаревшей схеме зарядки.

Таким образом, в ходе исследования был разработан современный резонансный преобразователь для заряда первичного накопителя энергии в генераторе высоковольтных импульсов «РАДАН 303». Устройство имеет компактные габариты и высокую эффективность. Применение резонансной топологии позволило исключить важный недостаток устаревшего метода заряда – разброс параметров выходного напряжения, а также предотвратить аварийный режим работы ускорителя в случае перепадов напряжения бытовой сети.